50ohm-contents-dl/contents/sections/transistor_2.md

Bipolärtransistorn har vi redan diskuterat tidigare. Här fördjupar vi ämnet och tittar dessutom på ännu en transistortyp.

Bipolärtransistorn består av tre halvledarzoner som omväxlande är n- och p-dopade. Zonerna kallas emitter, bas och kollektor. Hos npn-transistorn är emittern n-dopad, basen p-dopad och kollektorn n-dopad. Hos pnp-transistorn är det motsvarande en p-emitter, en n-bas och en p-kollektor.

Figur [ref:a_bipolartransistor_aus] visar en npn-transistor i avslaget tillstånd. Så snart bas-emitter-spänningen U_\mathrm{BE} läggs på genom att slå på strömbrytaren (typiskt \approx \qtyrange{0,6}{0,7}{\volt} för kisel) blir bas-emitter-dioden ledande. Därigenom flyter en liten basström I_\mathrm{B} (jämför figur [ref:a_bipolartransistor_ein]).

Denna lilla basström gör att många elektroner förs från emittern in i den tunna basen. Eftersom basen är mycket smal når de flesta av dessa laddningsbärare vidare till kollektorn. Där ”suks de bort” av den pålagda kollektor-emitter-spänningen U_\mathrm{CE}, och kollektorströmmen I_\mathrm{C} flyter. Den är en faktor B större än basströmmen, där B är transistorns så kallade strömförstärkning. Typiska värden för B ligger i området \num{20} till \num{500}.

[picture:1071:a_bipolartransistor_aus:NPN-bipolärtransistor i avslaget tillstånd] [picture:1072:a_bipolartransistor_ein:NPN-bipolärtransistor i påslaget tillstånd]

Det är lämpligt att lära sig NPN-transistorn. Hos PNP är då allt omvänt.

Fysikaliskt styr bas-emitter-spänningen U_{BE} kollektorströmmen I_C, och det exponentiellt. Hos npn-transistorn gäller till exempel:

I_C = I_S \cdot e^{\frac{U_{BE}}{U_T}}

I_S är mättnadsströmmen, som beror starkt på transistorns konstruktion. Den hittar man i databladet. U_T är den så kallade termiska spänningen, som vid rumstemperatur är cirka \qty{26}{\milli\volt}.

En skillnad mot fälteffekttransistorn som behandlas längre fram är att det hos bipolärtransistorn alltid flyter en ström även på ingången (basen), basströmmen I_B. Även den beror exponentiellt av U_{BE}, där I_S är en faktor B mindre än för kollektorströmmen.

I_B = \frac{I_S}{B} \cdot e^{\frac{U_{BE}}{U_T}}

Faktorn B är alltså kvoten mellan kollektor- och basström:

B = \frac{I_C}{I_B}

Även om bipolärtransistorn fysikaliskt styrs via U_\mathrm{BE} kallas den strömstyrd, eftersom den bara leder när en basström flyter.

En transistor kallas ”ledande” i ”framriktningen” när en betydande kollektorström flyter. För det måste bas-emitter-dioden alltid vara kopplad i framriktningen, alltså U_{BE} positiv hos npn- och negativ hos pnp-transistorer. Kollektor-bas-dioden måste däremot spärra, eftersom inga laddningsbärare ska injiceras från kollektorn in i basen.

Härnäst tittar vi på några enkla transistorkopplingar baserade på bipolärtransistorn.

---

Önskad arbetspunkt ställs in genom att en basström pålägges via R_1. Basströmmen är med den givna strömförstärkningen \num{298} lika många gånger mindre än kollektorströmmen. Över motståndet ligger skillnaden mellan matningsspänningen och baspotentialen. Baspotentialen är \qty{0,6}{\volt}. Exempel: U = \qty{12}{\volt}, I_C = \qty{5}{\milli\ampere}, B = 298. Sökt är R_1. Först I_B = \frac{I_C}{B} = \frac{\qty{5}{\milli\ampere}}{298} = \qty{16,779}{\micro\ampere}, sedan:

R_1 = 298 \cdot \frac{\qty{12}{\volt} - \qty{0,6}{\volt}}{\qty{0,005}{\ampere}} \approx \qty{680}{\kilo\ohm}

Kopplingen har dock en enorm nackdel i praktiken: en bipolärtransistors strömförstärkning är inte särskilt väl kontrollerad. Ta som exempel den populära BC547B. Dess strömförstärkning kan enligt specifikationen ligga mellan $\num{200}$ och $\num{450}$. Kollektorströmmen kan alltså med denna koppling avvika från konstruktionen med mer än en faktor $2$.

För att uppnå bättre stabilitet i arbetspunkten ställs bipolärtransistorns arbetspunkt vanligen in via en spänningsdelare. Den så kallade tvärströmmen är strömmen som här flyter genom R_2. Den bör vara minst tio gånger så hög som basströmmen, så att basströmmen inte har någon stor inverkan på arbetspunkten.

Inte heller denna koppling är särskilt att rekommendera ur praktisk synvinkel. Dels beror kollektorströmmen exponentiellt av bas-emitter-spänningen. Motstånden har en tolerans som gör att baspotentialen kan avvika något från börvärdet - med stor inverkan på kollektorströmmen. Dessutom är bas-emitter-diodens tröskelspänning med cirka $\qty{-2}{\milli\volt\per\kelvin}$ ganska starkt temperaturberoende. Därför får kopplingen en kraftig temperaturdrift hos kollektorströmmen. Det kan ibland vara önskvärt, men man måste ha det i åtanke. Vi lär oss snart en koppling med motkoppling som stabiliserar arbetspunkten.

Räkneexempel: U = \qty{10}{\volt}, I_C = \qty{2}{\milli\ampere}, B = 200, emittern på jord. Spänningsdelaren R_1 och R_2 ställer in baspotentialen, som eftersom emittern ligger på jord måste vara cirka \qty{0,6}{\volt}. Basströmmen är \qty{2}{\milli\ampere} / 200 = \qty{10}{\micro\ampere}. Strömmen genom R_2 ska vara tio gånger basströmmen, genom R_1 flyter 11 \cdot \qty{10}{\micro\ampere} = \qty{110}{\micro\ampere}. Motståndet R_1 blir då:

R_1 = \frac{\qty{10}{\volt} - \qty{0,6}{\volt}}{\qty{110}{\micro\ampere}} = \qty{85,5}{\kilo\ohm}

Nästa koppling visar en typisk arbetspunktsinställning för bipolärtransistorn, som den också används i praktiken.

---

Detta är en bra koppling, som också ofta används i praktiken, eftersom kollektorströmmen framför allt bestäms av emittermotståndet $R_E$, som utgör en seriemotkoppling:

Ökar kollektorströmmen I_C ökar också emitterströmmen I_E. Därigenom faller en större spänning över emittermotståndet R_E. Emittern blir alltså mer positiv. Eftersom basspänningen från spänningsdelaren av R_1 och R_2 förblir nästan konstant blir bas-emitter-spänningen U_{BE} = U_B - U_E mindre.

En mindre bas-emitter-spänning betyder att transistorn leder sämre. Den ursprungligen ökade strömmen minskar därigenom igen.

Kopplingen motverkar alltså automatiskt ändringar i strömmen. Därför talar man om motkoppling. Ökar strömmen ”vrids transistorn åt” något. Minskar strömmen leder transistorn bättre igen. Därigenom stabiliseras kopplingens arbetspunkt.

Baspotentialen bestäms av spänningsdelaren R_1 och R_2. Eftersom \qty{1}{\volt} ska falla över emittermotståndet R_E måste baspotentialen vara \qty{1,6}{\volt}. Vid kollektorströmmen \qty{2}{\milli\ampere} och strömförstärkningen \num{200} är basströmmen \qty{10}{\micro\ampere}. Eftersom strömmen genom R_2 ska vara tio gånger basströmmen flyter elva gånger basströmmen, alltså \qty{110}{\micro\ampere}, genom R_1. Över R_1 faller skillnaden mellan matningsspänningen (\qty{10}{\volt}) och baspotentialen, alltså \qty{8,4}{\volt}. Nu kan vi bestämma R_1:

R_1 = \frac{\qty{8,4}{\volt}}{\qty{110}{\micro\ampere}} = \qty{76,4}{\kilo\ohm}

Felsökning i denna koppling: Om R_1 inte genomflyts av ström (avbrott) faller ingen spänning över R_2 - basen ligger på jordpotential. Då är U_{BE} \geq \qty{0,6}{\volt} inte uppfyllt och transistorn är strömlös. Eftersom ingen spänning faller över kollektormotståndet R_C stiger kollektorpotentialen till matningsspänningen.

Är i stället R_2 strömlös (avbrott) är basen via R_1 ansluten till matningsspänningen. Via denna väg injiceras en basström. Vid vanlig dimensionering (tvärströmmen tio gånger den reguljära basströmmen) är basströmmen 11 gånger högre än den reguljära basströmmen - kollektorströmmen ökar mycket kraftigt, spänningsfallet över R_C ökar kraftigt och kollektor-emitter-spänningen sjunker till mättnadsvärdet cirka \qty{0,1}{\volt}. Kollektorströmmen begränsas då bara av R_C.

---

I nästa exempel gäller det ett relä som kopplas via den seriekopplade npn-transistorn (jämför figur [ref:a_relais_schaltung]). Anta att transistorn först leder, en ström flyter genom relespolen och reläet har dragit.

[picture:426:a_relais_schaltung:Reläkoppling med npn-transistor och frihjulsdiod]

Nu stänger transistorn av och strömflödet bryts samman. Den kraftiga strömändringen inducerar dock kortvarigt en hög negativ spänning i reläets spole, som kan förstöra transistorn.

För att förhindra detta kopplar vi en frihjulsdiod parallellt. Den kopplas så att den inte leder någon ström vid normal drift (transistorn på) - den måste alltså monteras i backriktningen. Den negativa spänning som kortvarigt uppstår när strömmen bryts samman slår på dioden i framriktningen, och den uppkomna spänningen begränsas (för kiseldioder) till \qty{-0,7}{\volt} \ldots \qty{-0,8}{\volt}.

---

Fälteffekttransistorer har en helt annan styrprincip än bipolärtransistorer. Medan man hos bipolärtransistorer måste betrakta både elektroner och elektronbrister (”hål”) (därav ”bipolär”) deltar hos fälteffekttransistorn bara en sorts laddningsbärare (”unipolär”). Det kan vara antingen elektroner (n-kanal-fälteffekttransistor) eller hål (p-kanal-fälteffekttransistor).

FET:ens elektroder, som visas i figur [ref:a_fet_schnitt_aus], benämns så här:

• Source: detta är ”källan” (engelska source) för laddningsbärarna i kanalen. Bli inte förvirrad: den tekniska strömriktningen är definierad motsatt laddningsbärarnas flödesriktning!
• Drain: detta är avloppet (engelska drain) för laddningsbärarna i kanalen.
• Gate: Gaten (engelska för grind) styr flödet av laddningsbärare i kanalen.

Gemensamt för alla fälteffekttransistorer (eller FET:ar) är att ingen ström flyter i ingången, gate-elektroden, vid normal drift. Styrningen av laddningen i kanalen (området mellan source och drain) beror enbart på gate-source-spänningen.

[picture:1073:a_fet_schnitt_aus:FET i tvärsnitt, icke ledande] [picture:1074:a_fet_schnitt_ein:FET i tvärsnitt, ledande]

Figurerna [ref:a_fet_schnitt_aus] och [ref:a_fet_schnitt_ein] visar tvärsnittet av en n-kanal-MOSFET i spärrat och i ledande tillstånd. I den övre bilden är ingen tillräcklig gate-source-spänning U_{GS} pålagd. Mellan source och drains n-dopade områden finns det p-dopade substratet, så ingen ledande kanal finns. Transistorn spärrar och ingen ström kan flyta mellan source och drain.

Läggs en positiv spänning på gaten gentemot source (jämför figur [ref:a_fet_schnitt_ein]) uppstår ett elektriskt fält genom det isolerande SiO$_2$-skiktet. Detta fält drar elektroner till ytan av det p-dopade substratet direkt under gaten. Därigenom bildas en ledande n-kanal som förbinder source och drain. MOSFET:en blir ledande och en ström kan flyta mellan drain och source.

Viktigt är att gaten är elektriskt isolerad av oxidskiktet. I idealfallet flyter därför ingen gateström; MOSFET:en styrs inte av en styrström utan av det elektriska fältet vid gaten. Därför kallas den också en spänningsstyrd komponent.

Som vi redan konstaterat är FET:en en spänningsstyrd komponent där ingen gateström flyter. Gate-source-spänningen styr kanalresistansen. Kanalens beteende kan dock bara för mycket små drain-source-spänningar beskrivas som ett motstånd; bättre vore att säga: gate-source-spänningen styr kanalströmmen.

---

Den lodräta linjen i kretssymbolen symboliserar kanalen, som kontakteras upptill (drain) och nedtill (source). Till vänster syns gaten - pilen påminner tillsammans med det lodräta strecket om en diod. Det är alltså en FET, närmare bestämt en övergångs-FET (JFET). Figur [ref:a_fet_overview] visar en översikt över de olika FET-typerna med deras kretssymboler.

[picture:1075:a_fet_overview:FET-översikt med symboler]

Några grundregler för att känna igen FET-typerna i kretssymboler:

• Strömmen i kanalen kan antingen bäras av elektroner eller av hål. I första fallet talar vi om en n-kanal-FET, i andra fallet om en p-kanal-FET.
• Vi kan också skilja FET:ar efter om det flyter en ström i kanalen för en gate-source-spänning U_{GS}=0 eller inte. De kallas då antingen självledande (depletion) eller självspärrande (enhancement).
• Slutligen kan vi skilja FET:ar efter om gate-elektroden är en diod eller en kondensatorstruktur. Är gaten en diod talar vi om en övergångs-FET. Exempel är JFET (junction field effect transistor) och MESFET (metal semiconductor field effect transistor). Hos MESFET är gate-dioden en schottkydiod. Hos en isolerad-gate-FET är gate-elektroden skild från kanalen av en isolator (ett dielektrikum). Den pålagda spänningen styr tätheten av laddningsbärare i kanalen. Är isolatorn en oxid, till exempel kiseldioxid, talar vi också om en MOSFET (metal oxide semiconductor FET). På grund av sin användning i digitala kretsar är MOSFET:ar med mycket stor marginal de vanligaste transistortyperna.

Pilen visar om det är en n- eller p-kanal-FET. Liksom hos dioden pekar pilen mot katoden, alltså det n-dopade området. Pekar pilen mot kanalen är det alltså en n-kanal-FET. Hos övergångs-FET:en bär gaten kanalen, hos isolerad-gate-FET:en syns pilen mellan kanalen och det så kallade bulkskiktet, som ligger under kanalen och oftast är internt förbundet med source-elektroden.

Hos isolerad-gate-FET:en bildar gate och kanal även grafiskt en kondensator.

Hos den självledande FET:en går linjen mellan source och drain obruten, medan den hos den självspärrande FET:en är avbruten.

Några MOSFET-kopplingar: Gate-anslutningen på en MOSFET leder ingen likström. Därför är det en obelastad spänningsdelare och det gäller (med U_B = \qty{44}{\volt}, R_1 = \qty{10}{\kilo\ohm}, R_2 = \qty{1}{\kilo\ohm}):

U_{GS} = \frac{R_2}{R_1 + R_2} \cdot U_B = \frac{\qty{1}{\kilo\ohm}}{\qty{11}{\kilo\ohm}} \cdot \qty{44}{\volt} = \qty{4}{\volt}

Om spänningarna är givna (t.ex. U_{GS} = U_{R2} = \qty{2,8}{\volt} med R_1 = \qty{10}{\kilo\ohm}) ansätter vi enklast:

\frac{R_2}{R_1} = \frac{\qty{2,8}{\volt}}{\qty{44}{\volt} - \qty{2,8}{\volt}} \rightarrow R_2 = 0,068 \cdot \qty{10}{\kilo\ohm} = \qty{680}{\ohm}

Effekt-MOSFET:en är här helt påslagen, kanalen kan framställas som ett ohmskt motstånd på (t.ex.) R_\mathrm{DSon} = \qty{4}{\milli\ohm}. Det flyter en ström på \qty{25}{\ampere}. Förlusteffekten beräknar vi enkelt med den kända effektformeln:

P_V = I^2 \cdot R_{\mathrm{DSon}} = \qty{2,5}{\watt}